A mobil nézet még fejlesztés alatt!
>> váltás asztali nézetre <<

Impulzusválasz alapú akusztikai mérések

3. rész: Akusztikai frekvenciamenet- és fáziskarakterisztika mérés hangváltó-modellezéshez

Hangváltó tervezéssel már valamelyest foglalkoztam a Grafikondigitalizálás cikkemben, ott már szó volt róla, hogy a hangváltó modellezése mintegy kétlépcsős folyamat. Első lépcső a villamos szimuláció, melyhez elengedhetetlen a hangszórók végleges helyén mért villamos impedancia görbéjük (fázismenettel együtt!). Ennek ismeretében a tervezőprogram korrekt villamos szimulációt képes készíteni, mivel pontosan ismert a szűrő kimenetél lévő villamos lezárás, annak komplex impedanciájú terhelése. Ezek után a második lépésben a szoftver a villamos modellezés eredményéből tudja továbbszámolni az akusztikai átvitelt. Ehhez szükséges a hangszórók akusztikai frekvenciaátviteli függvényei. Itt azonban rendszerint sokan egy elhanyagolást szoktak elkövetni; az akusztikai frekvenciamenet nem-, vagy hamisan tartalmazza a fázismenetet! Ennek jelentősége akkor bukik ki, amikor a több hangszóró akusztikai jelét összegzi a szoftver, mert ilyenkor az összegzés természetesen a fázismenettel is operál, komplex értékekkel számol! Ilyenkor azokon a részeken, ahol a hangszórók átfedik egymást, eltér a szimuláció a valóságtól.

Ebben a cikkben bemutatom, hogyan lehet olyan akusztikai mérést készíteni a hangszórókról, hogy a mérés fázismenete is rendben legyen, és alkalmas legyen a pontos hangváltó modellezéshez.

Váltás környéki fázis problémák

A többutas hangsugárzóban a váltási frekvencia környezetében a hangszórók egymáshoz képest kis hangerőkülönbséggel szólnak, a váltási frekvencián pl. egyformán. Itt nagyon fontos, hogy tudjuk, melyik hangszóró milyen fázissal sugározza le az adott frekit. Enélkül lehetetlen kiszámolni, hogy a hanghullámoknak levegőben történő találkozásakor mi lesz az eredő; erősíthetik, de ki is olthatják egymást a hangszórók.

Nézzük át röviden, hogy a különböző fázisállásoknál hogyan is alakul a hanghullámok randevúja! Ha a jelek közti fázis 0°, akkor tisztán összegződnek, az eredő mindig nagyobb lesz a nagyobbik részjelnél. ±90°-nál kisebb fáziskülönbségnél is mindig erősítés van, csak már nem akkora, mint a 0°-nál. Nagyjából stagnálás történik (±) 90° és 120° között, ilyenkor az eredő jel egységnyi erősítés körüli, vagy kicsit az alatti. Ez függ az amplitúdóviszonyoktól is. Ekkor a BODE diagramon az eredő görbe jellemzően rányalódik a nagyobbik részjel görbéjére. Nem feltétlenül baj, de én nem nagyon szeretem, ha így alakul a váltás környéke. ±120—180° között az eredő jel mindig kisebb, mint a nagyobbik részjel, vagyis ekkor már kivonódnak a jelek. Ilyenkor az eredő görbén már nagyon határozott beesés-lyuk jön létre, a részjel(ek) nagyobb(ak) mint az eredő, ekkor már kioltásról kezdhetünk beszélni. Pontosan 180 foknál van a legnagyobb kioltás, a jelek ilyenkor tisztán kivonódnak egymásból. (Két azonos jel esetén tehát nulla lesz az eredő, ez a teljes kioltás.)

A fenti fázisviszonyokat természetesen csak akkor kell szigorúan venni, ha a jelek nagyságai között nincs túl nagy különbség, vagyis abban a frekvenciatartományban, ahol kb egyforma hangosan szólnak a hangszórók. Ez pedig a váltás 1-2 oktávnyi környezete. Abban a frekvenciatartományban, ahol a „leváltott” hangszóró már nagyon halkan szól (a görbéje 30-40dB-el megy a másik hangszóró alatt a grafikonban), már nem sok vizet zavar az eredő alakulásában. Én a váltás szempontjából a 10dB-en belüli amplitúdókülönbséget tartom kritikusnak, az ennél nagyobb különbségnél a nagyobb hangszóró dominál, és a kisebb jelű (leváltott) hangszóró hatása kb 3dB-nél kisebb mértékű az eredő alakulásában.

kép

Ha netán érdekel hogy jutottam erre az eredményre, akkor elmagyarázom: Azonos amplitúdójú hanghullámok találkozásakor, ha fázisban vannak, akkor +6dB az erősítésük, ha teljes ellenfázisban (180°) akkor -∞dB, azaz teljesen kioltják egymást. Minden más fázisban ezen két érték (+6/-∞dB) között alakul. Ha az egyik részjel kisebb valamivel, akkor ügye az összeg nem lesz dupla (azaz 6dB) és a kioltás is elmarad a -∞-től. 10dB amplitúdó-különbség esetén ez a számpáros +2.4/-3.3dB, ami kb ±3dB-nek vehető, ez az amit határesetnek tekintettem. Ha a jelek közti hangerő különbség 10dB-nél több (azaz a leváltott hangszóró 10dB-nél halkabban szól mint az aktívan közreműködő), akkor a leváltott hangszóró bármilyen fázisban is szóljon, a hatása az eredőre nem lesz nagyobb ±3dB-nél!

Az fenti ábrán egy valós váltás mérése látható, a magashangszóró kétféle polaritású bekötése esetén az eredő, valamint a két részjel. A fenti grafikonon amúgy jól látható az is (már-már túlságosan is...), hogy ahol a hangszóró saját vágási meredeksége is belép, ott nagyon gyorsan távolodik el a vágott hangszóró görbéje. (magashangszóró 1.5kHz alatt ill a mélyközép 5.5kHz felett)

A továbbiakban bemutatom, hogy a problémát egy általánosan elfogadott kétcsatornás méréssel és egy általam használt egycsatornás méréssel is meg lehet oldani, azonban míg előbbi kivitelezése bonyolultabb és a mérőszoftverek makacssága miatt nem mindig problémamentes, addig utóbbi nem csak pofon egyszerű mérési összeállítást jelent, de atombiztos is!

Egy- vagy kétcsatornás mérés?

Sok magyar fórumon úgy tartják, hogy az abszolút fáziskarakterisztika csak kétcsatornás (dual-channel) méréssel határozható meg, mert pontosan egymáshoz időzítve kell a mérőjel és a mért jel, csakis ekkor lehetséges a fázis valós értékének kinyerése. Ha ugyanis a mérőjel és a mért jel között valamiféle időbeli eltérés lép be, akkor csúnyán összekuszálódik a belépő holtidős jelenség miatt. Oka, hogy a szoftver (ill. az operációs rendszer) nem tudja jól összeszinkronizálni a hangkártyán a felvételt és a lejátszást. A problémát fokozza, hogy ez a holtidő nem csak ismeretlen, de az egyes mérések között el is térhet, így sem kimérni, sem kalibrálni nem lehet megnyugtatóan. Ezért a mérőszoftver a felvételt mindig kicsivel korábban indítja el, mint a mérőjel lejátszását, így biztosítva, hogy a mért jel kezdete is meglegyen. Ezután a felvételben szépen megkeresgéli, hogy hol van a jel, és az előtte lévő befutó szakaszt levágja. Egycsatornás méréskor tehát elvben nem tudunk fázist mérni.

Előljáróban pár szó a kétcsatornás mérésről

Kétcsatornás mérésnél azzal biztosítják a mérőjel és mért jel pontos szinkronját, hogy visszamérik a mérőjelet is, és együtt mintavételezik a mért jellel a sztereó vonalbemeneten. Az így kapott sztereó (kétsávos) jelben egyszerre van benne a mérőjel és a mért jel. Az FFT és egyéb vizsgálatok így e-között a két csatorna között fognak működni, és ezzel valós fázismenetet képesek számítani a mérésből. Ehhez olyan mérési összeállításra van szükség, ahol a hangszóróról a villamos jelet (szükség esetén leosztva) visszavezetjük a sztereó vonalbemenet egyik csatornájába, a mikrofon jelét pedig külső előerősítővel felerősítve a másikba.

kép

Ez az elrendezés nem bonyolult, én is készítettem egy ilyen mérőeszközt. A sztereó jackdugóba forrasztott kábelt széthúztam, egyik végére egy banándugó került, benne egy -20dB ellenállásosztóval, másik végén egy kis gyufásdoboz méretű nyák egy egyszerű tranzisztoros mikrofon-előerősítővel és egy 9V-os elemmel. A banándugó rádugható a mérőerősítő kimenetének melegpontjára, a kis nyákra pedig egy jack aljzaton keresztül rádugható a mérőmikrofon.

Ennél az eszköznél arra kell nagyon de nagyon vigyázni, hogy ne csináljunk olyan földhurkot, melyben teljesítményáramok folynak! Igazából semmilyen földhurok ne legyen, ezért a banándugóban lévő ellenállásosztó a hangkártya földvezetéke felé oszt (a kábel árnyékolására van kötve), így itt nincs összeköttetés a végfok hangszórókimenetének negatív pólusával. (ami amúgy sem tekinthető földnek, a benne folyó nagy áramok miatt)

Hamar megtapasztaltam, hogy ezzel a kütyüvel sem mindig problémamentes a mérés. A mérőszoftverek ugyanis a mért jel frekvenciafüggvényét visszaszámolják impulzusválasszá, és itt sokszor elvész a fázis, mert belenyúlnak ebbe a függvénybe (is). Legyen példaként egy mérésünk, ahol a mikrofon fél méter távolságra van a hangszórótól. Ezt a távolságot a hang c=343m/s sebességgel teszi meg, ami jelen esetben egy 1.458ms idejű holtidő megjelenése a rendszerben. Ennek meg kell mutatkoznia az impulzusválaszon, aminek ennyit kell késnie a grafikon elejéhez képest, ill. a számolt frekvenciafüggvény fáziskarakterisztikáján is, ami 686Hz-enként fordul át a 180 fokon. (Ez a fűrészfogak távolsága, amennyiben a hangszóró saját fázisa ebbe nem szól bele.) Amikor a mérést követően a szoftver visszatranszformál időtartományba, (hogy az impulzusválaszon kaput tudjunk kijelölni,) akkor ebben ez a hozzáadott holtidő is megjelenik, vagyis a hangszóró impulzusának megugrása 1.458ms-ot beljebb (jobbra) kell vándorolnia a grafikonon. Viszont némelyik szoftver, így az LspLAB is, leblankolja a visszatranszformált impulzusválasz befutó szakaszát egészen az impulzus megugrásig, így szépen diszkréten megszabadítja a mérést eme fontos információtól. Bár azért megjegyzem, hogy dual ch. üzemmódban valahogy sikerült anno rávennem az LSPLab-ot, hogy ne tegyen ilyet, sajnos már nem emlékszem hogyan, de nem volt problémamentes és végülis nem bíztam a mérés fázismenet részében. Az ARTA-nál sem sokkal jobb a helyzet, ott is ide-oda kászálódik az impulzusválasz az időtengelyen és elvész, vagy bizonytalanná válik ez az infó a Dual-ch méréskor is.

Szerencsére egy véletlen folytán megtaláltam azt a módszert, amivel tuti biztosan mérhető a fáziskarakterisztika is, és ehhez elég csak a gép MIC bemenete, ha elég jó a jel-zaj viszonya, elég lineáris az átvitele, és rendelkezik egy pici áthallással a LINE OUT felöl. (Olyan sacc/kb 70-90dB körüli értékre gondolj, ne arra hogy vígan behallatszik az atya úr isten is...)

A bemenet linearitását célszerű leellenőrizni, és ha gond van vele, akkor bele kell kalkulálni a mikrofon kalibrációs fájljába. Ehhez az LspLAB Calculator/Multiply curves műveletével tudunk BODE diagramokat szorozni (formálisan összeadni), esetünkben a mikrofon akusztikus átvitelét szorozzuk a kártya mikrofonbemenetének átvitelével. Ennek eredménygrafikonját exportáljuk .frd-be, amit .mic-re kell átnevezni, ez lesz a frekvencia-kalibrációs fájl. A villamos átvitelnél érdemes mindjárt a teljes villamos láncot kalibrálni, a teljesítményerősítőről kell a villamos jelet (morbid módon) a MIC-IN-be vezetni. Ehhez jó minőségű ellenállásokból (fémréteg 0,1...0,25W) készítsünk egy legalább 30-40dB-es osztót! (a 40dB-hez pl. 1:99 (~1:100) arányú ellenállások kellenek, ami lehet 10kΩ+100Ω és 100kΩ+1kΩ között bármilyen párosítás) Érdemes lehet figyelembe venni, hogy az electrét kapszulák kifelé kvázi áramgenerátoros jellegűek, így ha nem szín ohmos a MIC IN bemenet, akkor az megváltoztatja a frekvenciamenetet. (Különösen a sávszéleknél, azon belül is az alsó sávszélnél a csatolókondi miatt!) Erre úgy készíthetjük fel az áramkört, hogy egy soros ellenállással is kiegészül az ellenállás-hálózat, azaz egy T taggá szaporodik. Nem lényeg a pontos osztás, mivel ilyenkor csak relatív frekvenciamenetet mérünk. (Pontosan ezért, az LspLAB-ban export előtt ajánlatos a grafikont 1kHz-re normalizálni, esetleg egy enyhe simítást is alkalmazhatunk rá.) Fázismenettel a méréskor nem kell foglalkozni, a mikrofonok beszerezhető kalibrációja sem hordoz fázist, attól nem lesz jobb a helyzet, ha a villamos lánc fázisát belemérjük, de a mikrofoné hiányzik. Ez a használhatóságot nem rontja, mivel nem az abszolút fázist mérjük, hanem a hangszórók között egyfajta relatív fázist, így ezzel a mikrofon abszolút fázismenete kiesik, nem zavar be a mérésbe (ahogyan amúgy a mérőköré sem!). Amúgy pontosan ezért szeretem inkább a fáziskorrekt elnevezést használni, mint a fázishelyest. Utóbbi ugyanis feltételezné, hogy az abszolút fáziskarakterisztikát (is) pontosan mérjük!
Visszakanyarodva a hangkártya vizsgálatára: Tipikus jelszintek a hangkártyák analóg csatlakozásain: LINE-OUT:2Veff, LINE-IN:1Veff (teljesen feltolt felvételi szint) MIC-IN:300mVeff és 30mVeff attól függően hogy a +20dB erősítés be van-e kapcsolva. Nagyjából ehhez hasonló értékekkel kell számolni a jelszintek végigszámolásakor, de ezeket azért célszerű bemérni pl. sima PC hanggenerátorral és PC-szkóppal klipphatárig emelt jelszintekkel és egy jó minőségű multiméterrel. (A fenti értékek AudigySE kártya esetén stimmelnek.)

MIC bemenet jel/zaj viszony vizsgálatát célszerű a következő módon csinálni: miután felállítottuk a mérőrendszert (hangdoboz, mikrofon stb.) és mérésre kész a rendszer, mérjük meg vele az adott hangsugárzót, de előtte vagy utána mérjünk egyet úgy, hogy leválasztjuk a vezetékeket a hangszóróról. (vagy egyszerűen lenémítjuk a hangot) Így a képernyőn megjelenő jel mind időben, mind frekvenciatartományban a rendszer villamos és akusztikai (pl. szgép. zúgása, kintről behallatszó zajok) zajszintjét mutatja. Ha van legalább 30dB különbség a mérés és a zajszint között, akkor már elfogadhatónak mondható a mérőrendszer jel/zaj viszonya, kb. 40-50dB-től meg már több mint jó. Ne feledjük, hogy nem csak a villamos áramkörök saját zaja számít, hanem az akusztikai zajok is. 1W azaz 2.83V-on (multiméterrel és egy PC-n generált 400Hz-es szinuszjellel beállítható) és 0.5-1 méterről elkövetett mérés esetében nem szokott probléma lenni sem az akusztikai, sem a villamos eredetű zajokkal. Nálam pl. egy 2.83V jelszinten 70cm-ről végzett mérésnél ez így néz ki. A két mérés között a különbség, hogy egyiknél kikapcsoltam a frekvenciakalibrációt. A zajszint mérésekor természetesen be volt kapcsolva. A zaj (akusztikai is!) végig a teljes sávban -50dB alatti, pedig nincs süketszoba, csak egy csendes környéki kertesház egyik szobája! Alacsony frekvencián is rendezett, az más kérdés hogy a példában magashangszóró mérése szerepel, egyedül a 10kHz feletti részen romlik, de még itt is még bőven jónak számít. (Ennek több oka is van, egyrészt itt gyengébb jelet szolgáltat a mikrofon, amit az FR kompenzáció erősítéssel kompenzál, így ráerősít a zajra is. Másrészt itt már van áthallás a csatornák között, ami esetünkben dinamikaveszteségben jelentkezik. És végül harmadrészben az elektronika zaja is lehet hogy több 8-10kHz felett.)

Az egycsatornás fázishelyes mérés lényege és megvalósítása

Először is nézzük mégegyszer, hogyan is fest az ARTA-ban a mérés után megjelenő impulzusválasz:

kép

A dolog kulcsa egy kis tüske (bekarikázott rész), ami mindig megjelenik az impulzusválasz előtt. Egy idő után zavart, hogy itt mindig van valami a jelben (hiba), ha közelmikrofonozok, akkor közelebb van az impulzusválaszhoz, ha messzebbről mérek akkor nagyobb ez a távolság. Némi fejtörés után arra jutottam, hogy amit látok, az egy magasfrekvenciás áthallás következménye a hangkártya analóg áramköreiben. (Esetünkben a vonal kimenet és mikrofon bemenet között.) Ha meg-FFT-zük ezt a tüskét, akkor azt látjuk, hogy magasba húzó a frekvenciakarakterisztikája, így vélhetően valamiféle kapacitív áthallással állunk szembe:

kép

Azért gondoljuk csak el, ha lineáris frekvenciakarakterisztikájú áthallás következménye lenne ez a tüske, akkor vélhetően jó alakhűséggel szép tűimpulzust kellene látnunk. A pozitív előjelű (felfelé) ugrást követő negatív (lefelé) kiugrás is magasbahúzásra utal, ugyanis az ideális differenciáló elem impulzusválasza úgy néz ki, hogy felugrik egy pillanat alatt a +∞-be, de rögtön le is ugrik -∞-be, majd 0 értéken fut tovább. (numerikusan: +1,-1,0,0,...,0) Hasonlóan alakul minden alulvágó rendszerelem is, pontosan ezért a hangszórók mért impulzusválasza is hasonlóan indul meg!

Ezt a kis áthallást az inverz-FFT szépen a helyére rendezi az időtengelyen. A mérést nem zavarja, ha a kapu kezdete jelölőt utána tesszük fel, ekkor szépen kívül esik a feldolgozáson. Amúgy is olyan kicsi az energiája, hogy szinte semmi különbség nem lesz, ha belevesszük, kb 10kHz felett romlik kicsit a mérés dinamikatartománya. Amire nekünk ez most jó, hogy egy „markerjelet” kaptunk ajándékba, mely jelzi a villamos jel megjelenésének időpontját. (Ez egyben a hangszóró megszólalásának időpontja is!) Ezzel tulajdonképpen megvan a korábban említett időzítésünk, ami annyit jelent, hogy a mérések során mindig ehhez a kis tüskéhez kell viszonyítanunk az időtartományban.

Érdekességképpen, ha megnézzük, hogy hány ms-ot késik a marker utána a mért impulzusválasz kezdete, akkor ki tudjuk számolni a mérési távolságot. Ehhez az ARTA View/Gate time menüpontot be kell kapcsoljuk, ekkor a szoftver mutatja a két ablakjelölő közti szakasz távolságát hangsebességgel megtéve: kép Ennek most igazából nincs különösebb jelentősége, egyedül akkor számít, ha nem tudjuk pontosan milyen távolságból mértünk és meg szeretnénk nézni. Itt 50cm körüli, amihez hozzájön, hogy ennek a hangszórónak az akusztikus síkja beljebb van az előlaptól (én mindig az előlaptól mérem a mikrofontávolságot). Esetleg akkor kell még a mérési távolság, ha a mérőrendszer abszolút-kalibrált, azaz valódi SPL eredményeket ad (mint ahogy nálam is) ilyenkor a fél méterről mért jelalak 6dB-el erősebb mért jelet ad. (A pontos összefüggés 20*log10(d) ahol d a távolság méterben.) Ekkor a mért görbét ennyivel kell korrigálni a helyes SPL értékekhez (1m-re igazítás).

A bemutatott egycsatornás fáziskorrekt mérési módszer szempontjából a lényeg az, hogy minden mérést (a többutas rendszer összes hangszórója) azonos mikrofonállás mellett hajtunk végre, majd az egyes mérések impulzusválaszán az FFT ablakot a markerjelhez képest azonosan vesszük fel. Ekkor már nem számít, hogy a mérőszoftverben elcsámborog az impulzusválasz függvény, mert pontosan jelölve van a mérőjel megjelenésének ill. a hangszóró megszólalásának időpillanata, így nem a grafikon elejéhez, vagy az impulzusválasz megugrásától számítjuk az FFT ablak kezdetét, hanem a markerjelhez képest vesszük fel, minden mérésen (hangszórónál) azonosan. Ez fogja biztosítani, hogy minden hangszóró egymáshoz képest (azaz relatív) fázishelyesen lesz mérve.

Mivel ez még nem abszolút fázishelyes, így jobban szeretem inkább a relatív fáziskorrekt kifejezést használni. Ez alatt azt értem, hogy csak a hangszórók egymáshoz viszonyított fázismenetük van benne a mérésben, de ez pont elég, hogy az akusztikai jelek összegzésekor helyes eredményre jussunk. A bemenőjelhez viszonyított un. abszolút fázis ezzel a módszerrel nem mérhető, legalábbis kielégítően nem!

A módszer igazolását a következő lépésekkel fogom bemutatni:

  1. Az akusztikus mérőrendszer felállítása, amit a teljes folyamat alatt nem piszkálok. Így minden mérés azonos mikrofonállás mellett zajlik. Ez jelen példában egy 130mm-es mélyközép és egy 25mm-es dóm magas hangszóró esetében 50cm lesz a két hangszóró tengelyvonala között felvéve.
  2. Elkövetek összesen négy akusztikai mérést: (impulzusválaszt)
    1. mélyközép hangszóró
    2. magas hangszóró
    3. mindkét hangszóró párhuzamos kapcsolásban, és azonos polaritásban
    4. az előbbi, de a magas hangszórót fordított polaritásba kötve
  3. Mind a négy IR mérésből kinyerem a fázishelyes .FRD frekvenciamenet fájlt (itt kell az impulzusválaszon azonosan felvenni az FFT ablakokat)
  4. Az LspLAB szoftverrel készítek egy váltó nélküli szimulációt, melyben csak a két hangszóró szerepel párhuzamosan bekötve. Megnézzük, hogy azonos és fordított polaritásban kötött magashangszóró esetén, ugyanazt az eredő frekvenciamenetet és fáziskarakterisztikát modellezi-e a program, mint amit a valóságban mértünk a 2.c és 2.d pontokban. Ennek hajszálra stimmelnie kell, csakis ekkor lehetünk biztosak benne, hogy a mért bemenőadatokból jól számol a szimuláció!

A 4. ponton dől el, mennyre korrelál a valós mérés a modellezettel. Ne feledjük, hogy most villamos modellezés nincs a rendszerben, mint ahogy villamos szűrők (váltó) sem. A két hangszórót párhuzamosan kötöttük, közös feszültségjelet kapnak, ezért az impedanciamenetük sem számít, nem is kell ehhez a próbához felvenni. A módszer akkor lenne kerek, ha a szoftverek villamos modellező képességét is külön tesztelnénk, de ettől most eltekintünk. Fogadjuk el, hogy ilyen szempontból nincs velük gond :) (Számos villamos szimulációs szoftver igazolja, a villamos áramkörök, hálózatok szimulációja (pláne, ha csak lineáris elemeket tartalmaz, ahogyan a T/S modell helyettesítésénél és itt is) rég precízen megoldott dolog) Ha tehát ez az akusztikai modellezésre fókuszáló próba jól sül el, akkor elmondhatjuk, hogy ezekkel a módszerekkel és szoftverekkel lehet pontosan modellezni a hangváltó teljes, villamos és akusztikai együttes működését, alkalmas előre megjósolni, hogy milyen lesz hangdobozunk eredő akusztikai frekvenciaátvitele!

A fenti négy lépéses teszt, most csak igazolás neked, hogy tényleg működik. Azonban érdemes a gyakorlati életben valódi váltótervezések alkalmával is elvégezni a tesztet, ugyanis ha később nem korrelálna a mért görbe a modellezettel, akkor ezzel kizárható egy ok (a hibásan felvett fáziskarakterisztika).

Kezdjük akkor a mélyközép hangszóró mérésével. Az ARTA szoftvert Impulse response üzemmódban használjuk, kalibrált állapotban. (Ezzel a részével a cikk nem foglalkozik, ez ügyben ld. pl. Ptesza blogját!) A mérést követően megjelenik az impulzusválasz, melyen remélhetőleg láthatóan megjelenik a korábban említett „marker”.

Nálam alaplapi kártyán nagyon is ott van, SB AudigySE kártyán is jócskán látszik. Véleményem szerint piszok jó analóg áramkörökkel rendelkező kártya kellene ahhoz, hogy egyáltalán ne látszódjon, vagy éppenséggel olyan zajos, aminél az áthallás elveszik a zajban. Esetleg külső mikrofonerősítő esetében fordulhat elő, hogy nem elég határozott ez a kis jel, ugyanis ekkor nem a LINE OUT és MIC IC között kell lennie áthallásnak, hanem egyfelöl a LINE IN L és R csatornája közt kell(ene) hogy legyen, és/vagy a LINE OUT és LINE IN között. A nagyobb bementi jelszint miatt azonban most sokkal kisebb az esély rá. Ebben az esetben nekünk kell gondoskodni hogy márpedig legyen egy mondjuk -70dB áthallás! Ehhez használhatunk ellenállást, vagy kondenzátort, amit a LINE IN L és R pontjára kötünk. (az értéket ki kell kísérletezni) Egy másik megoldás lehet, ha váltótervezéshez a MIC IN bemenetet használjuk, és csak a precízebb mérésekhez a külső erősítőt. (Bár szvsz. a MIC-IN bemeneten bőven elég jó amatőr mérésekre, semmi szükség külső mikrofonerősítőket építeni, pláne egy kezdő hangdobozolónak!)

Hagyjuk nyitva ezt az ablakot ezzel a méréssel, és nyissunk egy új ARTA ablakot a másik hangszóróhoz! (Ha nem DEMÓ verzónk van, akkor mentsük is!) Megismételjük a mérést a másik hangszóróval az újonnan nyitott ARTA-val. A két nyitott ARTA programot rendezzük egymás alá úgy, hogy a két impulzusválasz jól összevethető legyen. (valahogy így)

kép

Tehát a dolog kulcsa, hogy az FFT ablak kezdete mindkét mérésen azonos távolságra legyen a markerjeltől. Ehhez előbb a két ablakjelölővel felmérjük az egyforma távolságokat a markerjel és az ablakkezdet között, majd ezután beállítjuk az ablakok végét is úgy, hogy lehetőleg egyforma legyen a hosszuk is. Ehhez a képen látható módon, először tegyük a jobb gombbal a piros jelölőt a marker maximumpontjára, majd a bal gombbal a sárga jelölőket lehetőleg minél közelebb a hangszóró impulzusválaszának megugrásához. A tényleges ablak kezdet jelölő a sárga lesz, a pirosat most csak ideiglenesen használjuk a markertől való távolság méréséhez (igazából az ARTA-nál teljesen mindegy, hogy melyik jelölő jelöli a kezdetét, és melyik a végét az ablaknak) Vigyázzunk, hogy ne nyessük le az impulzusválasz indulásának kis ívét, ebben a szakaszban túl sűrű az információtartalom az ilyen manőverekhez! Inkább 3-4 mintával előrébb keressünk helyet a jelölőnek. Figyeljünk arra is, hogy a hangszórók jelei nem azonosan késnek; amelyiknek közelebb van az akusztikai centruma, annak előbb jön az impulzusválasza! Ebben a mérésben (és úgy általában) ez a dóm magashangszóró, így előbb ezen mérjük fel a markertávolságot, és csak utána jöjjön a mélyközép. A jelölők közti szakasz hosszát a kép alján a Gate (kapu) mellett látjuk ms-ban és mintában is. (Ha a minta helyett cm-t ír ki, akkor be van kapcsolva a korábban mutatott Wiev/Gate time menüpont!) Figyeljünk, hogy ez az érték a két hangszórónál pontosan egyezzen! (A fenti képen nézzd a bekeretezett értéket, mindkét mérésen 1.427ms, ami itt 96kHz mintavételi frekvencia mellett 137 minta.)

A sárga jelölő felhelyezése ezzel megvan, és pontosan egyforma időt késik a villamos jel megjelenését jelző markerjelünktől. A következő lépés, hogy a jobb gombbal a piros jelölőt átdobjuk a sárga mögé, kijelölve ezzel az FFT ablak végét. (Közben vigyázzunk, hogy ne nyomjuk meg a bal gombot, ne mozduljon el a már beállított sárga!) Úgy helyezzük el a piros jelölőt, hogy az FFT ablak minél nagyobb legyen, de még ne legyen benne reflektált jel. Azt is célszerű nézni, hogy lehetőleg ugyanakkora legyen a két hangszóró FFT ablaka. Ez nem követelmény, de így azonos frekvenciákon lesznek a spektrumvonalak, ill. az ollózás is hasonlóan történik és a függvény interpolációja is. Jobb betartani. Ha mindent jól csináltunk, akkor valami ilyesmit látunk a programok ablakaiban:

kép

A fenti mérésben 537 mintára sikerült beállítani az FFT ablakot, ami a 96kHz-es mintavételben 5.563ms ablakidőt jelent.

Egyszerűbb és kézenfekvőbb megoldásnak gondolnánk, ha az FFT ablak kezdetét mindkét mérésnél pontosan a markerünkre helyeznénk. Ezzel kevesebbet kell babrálni, így a hibázás lehetősége is kisebb. (Eleinte én is így csináltam.) kép A baj ezzel az, hogy az impulzusválasz előtti teljes (jelen esetben félméteres) holtidő belekerül az FFT ablakba, ami a jelentős holtidős jellege miatt nagyon erős fűrészelést okoz a kiszámolt frekvenciafüggvényben. Magasfrekvencián ilyenkor alig tudja követni a BODE logaritmikus felbontása a fázisforgást, így néhány kHz felett bizonytalanná válik a fázis. Ilyenkor tipikusan egy kisebb csipkézettség került rá a számított eredő magasfrekvenciás szakaszára, de akár fals eredményre is juthat a szimuláció. kép Ebben a példában az ARTA kb 17kHz fölött már nem is tudja követni a fűrészfogazást, az gyorsabban ugrál, mint a BODE frekvenciafelbontása! Ez azért van, mert a fürészfogak lineárisan futnak a frekvenciafüggvényen (úgy mint egy számtani sorozat), azonban a szoftver a frekvenciafüggvényt logaritmikus frekvencialéptékezésben kezeli (mint egy mértani sorozat). Ezért a frekvencia emelkedésével egyre nagyobb lesz a szomszédos frekvenciaértékek különbsége. Ha ez a különbség magasfrekvencián meghaladja a fürészfogak távolságát, akkor a BODE már nem tudja követni. Kb olyan eset áll elő, mint amikor egy AD konverter bemenetén túllépjük a Shanon-féle felső határfrekvenciát. Célszerű tehát az impulzusválasz előtti befutó szakaszt minél kisebbre faragni, hogy minél kevesebb átfordulás (fűrészfog) legyen a fázisban. Lényegében a programok is pontosan ezért blankolják le ezt a szakaszt. A fenti módszer lényege, hogy nem a markerről indulunk, amikor is elindult a jel a hangszóróból, hanem időben kicsit megelőzzük azt, kb 1-2 centire a mikrofonig előresietünk. A szimuláció szempontjából az abszolút holtidő nem számít, csak a két hangszóró különbsége, így ugyanakkora holtidőt lehet elvenni/hozzáadni a jelekhez.

Van még egy egyszerű módja a fenti ablakfelvételnek, mégpedig a következő: megnézzük minden mérésen, hogy hányadik mintán áll a markerjelünk (ahol most a piros jelölőnk van), és megjegyezzük ezek különbségét. Példánkban az alsó (magas) hangszóró markerjele 6 mintával van később mint a mélyközépé. Amikor feltesszük az ablakkezdés jelölőt, akkor figyelünk erre a 6 minta különbségre, így nem kell méregetni, mindjárt kivághatjuk az ablakot! Ezt a módszert is sokáig használtam, de itt sajnos az „emberi tényező” kíméletlenül le tud csapni, ha a fejszámolást elrontjuk, vagy nem a jó hangszórónál visszük beljebb a jelölőt. Egyszer volt alkalmam megszívni az ebből fakadó hibás ablakfelvétel következményét, amikor is a kész váltó nem volt hajlandó a modellezettnek megfelelően működni. Miután sehol nem találtam hibát, a gyanú a szimulációra terelődött, ahol eleinte nem látszott a baj, de megsejtettem hogy az ablakfelvételnél lehetett valami gáz. Újra elkészítettem, az impulzusválaszból indulva a szükséges .FRD fájlokat, és az új fájlokkal már egyezett a szimuláció a valós méréssel. Igazából így is, úgy is rá kell bökni egy jelölőt a markerre, hogy leolvassuk a helyzetét, úgyhogy nem jelent igazán pluszmunkát a gépen azonos távolságokat felmérni, mint fejben számolgatni aztán bökni, a hibázás lehetősége pedig lényegesebb kisebb!

Következő lépés a frekimenet felrajzoltatása és mentése .FRD fájlba. Az egyszerűség kedvéért most csak egyféle frekimenetet készítek, mégpedig az ollózottat, hogy a mélytartomány is kb látható legyen, majd 1/9 oktávos simítószűrőt alkalmazok, hogy azért kellően részletes maradjon a görbe. (Általában az 1/3 okt. a jó gyakorlati simítás, jobban mutatja a görbe trendjét) Éles alkalmazáskor célszerű mindjárt többféle megjelenítésben simításban menteni és utána szabadon lehet válogatni az .FRD fájlokból.

Ez az ARTA menüben az Analysis/Dual Gated Smooted... pontban vagy az eszköztár 2FR gombján érhető el. Az arta két kapuhatárral dolgozik, melyből az egyik fix, és elég hosszú ahhoz, hogy a mélyebb frekvenciák is beleférjenek (azthiszem 200ms). A Single Gated esetében az általunk beállított FFT ablak létezik csak, míg a Dual gated lehetőségnél kombinálja a két kaput; magasfrekvenciákon az általunk beállított kisebb kapuval dolgozik (amiben nincsenek reflexiók) alacsonyfrekvenciás részen pedig a nagyobb FFT ablakkal operál, ebből lesz az „ollózott” frekvenciagörbe.

kép kép

A frekimenet kiexportálása előtt állítsuk a grafikont Magn+Phase módba, hogy a fázist is mutassa (ahogy fent az ábrán is látjuk), mert különben az export .txt-be megy fázismenet nélkül! A fázismenetet azért csekkoljuk le, magasfrekvenciákon lehet benne fűrészesedés, de nem szabad ezeknek a fűrészfogaknak túlzottan besűrűsödniük. Nyilván, amelyik hangszóró akusztikailag késést szenved a másikhoz képest, abban mindig lesz (és sűrűbb) fűrészelés. (esetünkben a felső ábrán a mélyközép sűrűbben fűrészel) Az ábrán a magashangszóró (alsó) esetében látjuk még, hogy 50-500Hz között ugrál a fázis. Ez nem holtidővel összefüggő fűrészesedés, egyszerűen itt már (fs alatt) 180 fokos a fázismenete a hangszórónak, és néha kilép felül és bejön alul a vonal. Azt se feledjük, hogy a kapuidőből fakadó mérési alsó határfrekvebcia alatt (sárga csík, itt kb 200 Hz) elbizonytalanodik a fázis, nem mutat valós értéket, ahogy az amplitúdómenet is problémákkal terhelt. Ha a fázist rendben találtuk, akkor az exportálást File/Export/ASCII menüpontban kezdjük, amire feljön egy ablak, hogy az export .FRD fájlban lesz. (Az export művelet a demó verzióban is működik) Ha kész, nyissuk meg őket az LspLAB programban, csak hogy lássuk hogy rendben vannak-e. (ehhez elég behúzni őket az LspLAB munkaterületére) Ha minden ok, akkor be is zárhatjuk őket, majd az LspLAB File/New/X-Over menüben kezdjünk el egy új váltót tervezni. (Ne a varázslósat, ami szép tankönyvi idilli használhatatlan szűrőket számol magától!) Feltesszük a két Input csatlakozást és a két hangszórót. Összekötjük őket párhuzamosan:

kép

A hangszórók tulajdonságainál megadjuk az előbb lementett .FRD fájlokat a Frequency curve ablaklban. Impedanciamenetet most nem adunk meg, mivel úgy sincs szűrő előttük. futtassuk le a szimulációt, majd fordítsunk polaritást a magason (hangszóró tulajdonságaiban a Reverse polarity bejelölése) és újbóli szimuláció. A két modellezett frekigörbét ezután egy grafikonban ábrázoljuk a két mérttel:

kép

A fenti grafikonban 4 db görbe látható; szimulált- és mért, azonos-, valamint fordított polaritású magashangszóró bekötéssel. Érdemes megfigyelni, hogy a hangszórók ellentétes polaritású bekötésekor megy magasabban a görbe, vagyis pont így szólnak fázisban! Ebből is látszik milyen sokat változtat a fázismenetben az akusztikus síkok eltérése, valamint a hangszórók saját fázismenete. A görbepárok amúgy hajszálra fedik egymást, talán csak az azonos polaritásúnál (ahol most pont kioltanak a hangszórók) van egy pici bizonytalanság 4.5-5kHz környékén, itt azonban a kioltás miatt sokkal kritikusabb az eredő számítása. (a fenti helyen pl. 202° különbséget olvastam vissza a fázismenetből, ami nagyon közel van a 180 fokos teljes ellenfázishoz, ahol hajszálakon múlik a kioltás mértéke) Szerencsére többnyire a jelek összegzésére hajazunk váltótervezéskor (és erősen kerüljük még a kisebb kioltást is, nem hogy egy ilyen nagyot), így ez biztosan nem lesz zavaró a normális használatban.

Érdemes a fázismeneteket is összevetni, itt is korrekt a mért/modellezett egybeesés:

kép

A módszer bemutatása egy valós alkalmazásban

A fenti hangszórókat modelleztem egy váltóval, amit el is készítettem. Előrebocsájtom, hogy a két mérés nem egy időben készült, a két mérés között össze lett pakolva, majd napokkal később újra fel lett állítva a mérőrendszer. Ha a hangszóró és mikrofon nem halálpontosan ugyanoda kerül, az már okot ad egy minimális eltérésre, de csak egy minimálisra! Egyrészt a mélytartomány kiemelései alakulhatnak ilyenkor másként, másrészt ha a mikrofon nem pont ugyan ott van, nem pont ugyan olyan szögben, már más lesz pl. a doboz diffrakciós hatásai, persze ezek csak hajszálnyi tized dB-es eltérések jóesetben. Másfelől, nem mértem meg minden váltóalkatrészt, azok névleges értékeikkel szerepelnek a szimulációban, ez is okozhat kis eltéréseket, de ilyenkor ez az impedanciamenetet és a villamos átvitelen is meglátszik (ha azt is visszamérjük a tervezés során). A fentiekből következik, hogy a totális egybeesés nem várható el, de annak egy erős közelítése mindenképpen. A villamosan helyes modellezéshez most a hangszórók impedanciamenete is mérve lett a LIMP programmal és .ZMA fájlokban átexportálva az LspLAB szimuláció hangszórók adataihoz.

Az elkészült váltó kapcsolása és szimulációja:

kép

A váltó működése röviden a következő: A mélyközép hangszóró csillapított másodrendű szűrőt kapott, L1 és C1 alkotja magát a szűrőt, az R1 3.3Ω-os ellenállás a grafikondigitalizálós cikkben már említett csillapítás. Feladata, hogy megakadályozza a szűrő nem ohmos terhelés miatti belengéseit, kiemelését és az impedanciameneten ilyenkor kialakuló lyukat. A magashangszóró alapvetően másodrendű felüláteresztő szűrőt kapott, melyet a C2, L2 elemek alkotnak. Érdemes megfigyelni, hogy a magashangszóró azonos polaritásban van kötve a méllyel annak ellenére, hogy mindkét szűrő villamos másodrendű, így a tankönyvi módszer szerint ellentétes bekötést kellene az egyik hangszórón alkalmazni. Azonban a hangszórók saját fázismenete és a köztük lévő akusztikus sík különbsége miatt (ld. az előbbi váltó nélküli szimulációt) a konkrét alkalmazásban pont az azonos bekötés mellett nem fognak kioltani a váltás környezetében. A szűrő R2 ellenállása szintillesztő (L-pad) és egyben a szűrő berezonálását is csillapító elem. Ami elsőre szokatlannak tűnhet, az az L3 40µH tekercs a magasszekció soros ágban. Ettől a szűrő harmadrendű sáváteresztőnek (12/6dB/okt.) látszik, sőt villamosan még úgy is működik. Tényleges funkciója a magashangszóró átvitelének korrekciója: Néha előfordul, hogy a magashangszórók magasba húznak, 20kHz környékén kiemelnek. Ráadásul szintillesztő soros ellenállás jelenlétében a hangszóró impedanciamenete miatti frekvenciafüggő feszültségosztás miatt a villamos szűrő is magasba kezd húzni. A két dolog együttes hatása nemritkán 5-8dB magasfrekvenciás kiemelés közel a 20kHz-hez. Ilyenkor egy pici soros induktivitással lehet kompenzálni több-kevesebb (de inkább több) sikerrel. A fenti induktivitás egy Videoton csévetestre tekert 3 sornyi tekercselés, ha jól emlékszem 0.6mm-es huzalból.

A fenti váltó modellezett akusztikai átvitele ilyen:

kép

A magastartományban 8kHz-en jelentkező lyuk a magashangszóró átviteli hibája, amit nem lehet ill. érdemes villamos úton kompenzálni, ez a rendszer hibája marad. Ellenőrzésként a modellezett és a visszamért akusztikai átvitel egymáson:

kép

Az alsó ábrán a vastag kék a mért, a vékony türkiz a modellezett frekigörbe. Pici eltérés látható a görbék között, 1-2kHz között. A fejlesztés során az ilyen eltérés megesik, és az ilyen kicsi eltérés meg egyenesen örvendetes! Ilyenkor már nem szoktunk a modellen pepecselni, hanem a valós rendszeren finomítjuk tovább a váltót.

Nagyobb difi esetén érdemes utánajárni, hogy mi lehet a baj, hol rontottunk, vagy mit nem vettünk figyelembe? Ezt egy impedanciaméréssel kezdjük. Ha ez jelentősebb kb 5-10%-nál nagyobb eltérést mutat, akkor villamos irányban kell tovább keresgélni. Megmérhetjük a villamos átviteleket is, a cikk ezzel ugyan nem foglalkozik, de nem nehéz. (a Steps programot használjuk erre dual-ch módban) Gyakori, hogy egyes alkatrészek elhanyagolt jellemzői, vagy esetleges frekvenciafüggő értékváltozásuk okozza a különbséget. Leginkább a nem légmagos tekercsekkel szokott ilyen előfordulni, gyakran az induktivitás és a veszteségi soros ellenállás is frekvenciafüggően változik:

kép

Ilyen esetben jó megoldás, ha a tekercsnek megmérjük a teljes sávú impedanciáját, és ismert impedancia elemmel helyettesítjük a kapcsolásban. Ilyen impedancia elem az LspCAD szoftverben van, viszont sajnos az LspLAB szoftver nem tudja.

És sajnos az időközben talált ingyenes váltótervező (ld. Letöltés lap) is csak ideális RLC elemeket kezel, viszont a saját Qucs-alapú váltótervező példa (amiről itt esik szó) bővíthető ilyesmivel, ha a tekercs helyett beteszünk egy 1 bemenetű S-paraméter file elemet!

Ha villamosan rendben vagyunk, akkor akusztikusan kell ellenőrzést tartani, akár az is megeshet, hogy rosszul készítettük el az .FRD fájlokat és mégsem jó a fázistartásuk, nálam is megesett már.